题目：PWM整流技术综述 PWM整流器及其控制的目录

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1 PWM控制的基本原理
理论基础:
冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同.冲量指窄脉冲的面积.效果基本相同,是指环节的输出响应波形基本相同.低频段非常接近,仅在高频段略有差异.
图6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
面积等效原理:
分别将如图6-1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节(R-L电路)上,如图6-2a所示.其输出电流i(t)对不同窄脉冲时的响应波形如图6-2b所示.从波形可以看出,在i(t)的上升段,i(t)的形状也略有不同,但其下降段则几乎完全相同.脉冲越窄,各i(t)响应波形的差异也越小.如果周期性地施加上述脉冲,则响应i(t)也是周期性的.用傅里叶级数分解后将可看出,各i(t)在低频段的特性将非常接近,仅在高频段有所不同.
图6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形
用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波,正弦半波N等分,看成N个相连的脉冲序列,宽度相等,但幅值不等;用矩形脉冲代替,等幅,不等宽,中点重合,面积(冲量)相等,宽度按正弦规律变化.
SPWM波形——脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形.
图6-3 用PWM波代替正弦半波
要改变等效输出正弦波幅值,按同一比例改变各脉冲宽度即可.
等幅PWM波和不等幅PWM波:
由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波,如直流斩波电路及本章主要介绍的PWM逆变电路,6.4节的PWM整流电路.输入电源是交流,得到不等幅PWM波,如4.1节讲述的斩控式交流调压电路,4.4节的矩阵式变频电路.基于面积等效原理,本质是相同的.
PWM电流波:
电流型逆变电路进行PWM控制,得到的就是PWM电流波.
PWM波形可等效的各种波形:
直流斩波电路:等效直流波形
SPWM波:等效正弦波形,还可以等效成其他所需波形,如等效所需非正弦交流波形等,其基本原理和SPWM控制相同,也基于等效面积原理.

2 PWM逆变电路及其控制方法
目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术.逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合.本节内容构成了本章的主体
PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种,目前实用的几乎都是电压型.
(1)计算法和调制法
1,计算法
根据正弦波频率,幅值和半周期脉冲数,准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔,据此控制逆变电路开关器件的通断,就可得到所需PWM波形.
缺点:繁琐,当输出正弦波的频率,幅值或相位变化时,结果都要变化
2,调制法
输出波形作调制信号,进行调制得到期望的PWM波;通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波;等腰三角波应用最多,其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称;与任一平缓变化的调制信号波相交,在交点控制器件通断,就得宽度正比于信号波幅值的脉冲,符合PWM的要求.
调制信号波为正弦波时,得到的就是SPWM波;调制信号不是正弦波,而是其他所需波形时,也能得到等效的PWM波.
结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明:设负载为阻感负载,工作时V1和V2通断互补,V3和V4通断也互补.
控制规律:
uo正半周,V1通,V2断,V3和V4交替通断,负载电流比电压滞后,在电压正半周,电流有一段为正,一段为负,负载电流为正区间,V1和V4导通时,uo等于Ud,V4关断时,负载电流通过V1和VD3续流,uo=0,负载电流为负区间,io为负,实际上从VD1和VD4流过,仍有uo=Ud,V4断,V3通后,io从V3和VD1续流,uo=0,uo总可得到Ud和零两种电平.
uo负半周,让V2保持通,V1保持断,V3和V4交替通断,uo可得-Ud和零两种电平.
图6-4 单相桥式PWM逆变电路
单极性PWM控制方式(单相桥逆变):
在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断.ur正半周,V1保持通,V2保持断,当ur>uc时使V4通,V3断,uo=Ud,当ur图6-5 单极性PWM控制方式波形
双极性PWM控制方式(单相桥逆变):
在ur半个周期内,三角波载波有正有负,所得PWM波也有正有负.在ur一周期内,
输出PWM波只有±Ud两种电平,仍在调制信号ur和载波信号uc的交点控制器件通断.ur正负半周,对各开关器件的控制规律相同,当ur >uc时,给V1和V4导通信号,给V2和V3关断信号,如io>0,V1和V4通,如io<0,VD1和VD4通, uo=Ud,当ur单相桥式电路既可采取单极性调制,也可采用双极性调制.
图6-6 双极性PWM控制方式波形
双极性PWM控制方式(三相桥逆变):见图6-7.
三相PWM控制公用uc,三相的调制信号urU,urV和urW依次相差120°.
U相的控制规律:
当urU>uc时,给V1导通信号,给V4关断信号,uUN =Ud/2,当urUuVN 和uWN 的PWM波形只有±Ud/2两种电平,uUV波形可由uUN -uVN 得出,当1和6通时,uUV=Ud,当3和4通时,uUV=-Ud,当1和3或4和6通时,uUV=0.波形见图6-8.
输出线电压PWM波由±Ud和0三种电平构成,负载相电压PWM波由(±2/3)Ud,(±1/3)Ud和0共5种电平组成.
图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形
防直通死区时间:
同一相上下两臂的驱动信号互补,为防止上下臂直通造成短路,留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间.死区时间的长短主要由器件关断时间决定.死区时间会给输出PWM波带来影响,使其稍稍偏离正弦波.
特定谐波消去法(Selected Harmonic Elimination PWM—SHEPWM):
计算法中一种较有代表性的方法,图6-9.输出电压半周期内,器件通,断各3次(不包括0和π),共6个开关时刻可控.为减少谐波并简化控制,要尽量使波形对称.
首先,为消除偶次谐波,使波形正负两半周期镜对称,即:
(6-1)
图6-9 特定谐波消去法的输出PWM波形
其次,为消除谐波中余弦项,使波形在半周期内前后1/4周期以π/2为轴线对称.
(6-2)
四分之一周期对称波形,用傅里叶级数表示为:
(6-3)
式中,an为
图6-9,能独立控制a1,a2和a3共3个时刻.该波形的an为
(6-4)
式中n=1,3,5,…
确定a1的值,再令两个不同的an=0,就可建三个方程,求得a1,a2和a3.
消去两种特定频率的谐波:
在三相对称电路的线电压中,相电压所含的3次谐波相互抵消,可考虑消去5次和7次谐波,得如下联立方程:
(6-5)
给定a1,解方程可得a1,a2和a3.a1变,a1,a2和a3也相应改变.
一般,在输出电压半周期内器件通,断各k次,考虑PWM波四分之一周期对称,k个开关时刻可控,除用一个控制基波幅值,可消去k-1个频率的特定谐波,k越大,开关时刻的计算越复杂.
除计算法和调制法外,还有跟踪控制方法,在6.3节介绍
(2)异步调制和同步调制
载波比——载波频率fc与调制信号频率fr之比,N= fc / fr.根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况,PWM调制方式分为异步调制和同步调制:
1,异步调制
异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式.
通常保持fc固定不变,当fr变化时,载波比N是变化的.在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定,相位也不固定,正负半周期的脉冲不对称,半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称.当fr较低时,N较大,一周期内脉冲数较多,脉冲不对称的不利影响都较小,当fr增高时,N减小,一周期内的脉冲数减少,PWM脉冲不对称的影响就变大.因此,在采用异步调制方式时,希望采用较高的载波频率,以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比.
2,同步调制
同步调制——N等于常数,并在变频时使载波和信号波保持同步.
基本同步调制方式,fr变化时N不变,信号波一周期内输出脉冲数固定.三相,公用一个三角波载波,且取N为3的整数倍,使三相输出对称.为使一相的PWM波正负半周镜对称,N应取奇数.当N=9时的同步调制三相PWM波形如图6-10所示.
fr很低时,fc也很低,由调制带来的谐波不易滤除,fr很高时,fc会过高,使开关器件难以承受.为了克服上述缺点,可以采用分段同步调制的方法.
3,分段同步调制
把fr范围划分成若干个频段,每个频段内保持N恒定,不同频段N不同.在fr高的频段采用较低的N,使载波频率不致过高,在fr低的频段采用较高的N,使载波频率不致过低.
图6-11,分段同步调制一例.为防止fc在切换点附近来回跳动,采用滞后切换的方法.同步调制比异步调制复杂,但用微机控制时容易实现.可在低频输出时采用异步调制方式,高频输出时切换到同步调制方式,这样把两者的优点结合起来,和分段同步方式效果接近.
图6-10 同步调制三相PWM波形
图6-11 分段同步调制方式举例
(3) 规则采样法
按SPWM基本原理,自然采样法中要求解复杂的超越方程,难以在实时控制中在线计算,工程应用不多.
规则采样法特点:
工程实用方法,效果接近自然采样法,计算量小得多.
规则采样法原理:
图6-12,三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc.自然采样法中,脉冲中点不和三角波一周期中点(即负峰点)重合.规则采样法使两者重合,每个脉冲中点为相应三角波中点,计算大为简化.三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点,过D作水平线和三角波交于A,B点,在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件的通断,脉冲宽度δ 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近.
图6-12 规则采样法
规则采样法计算公式推导:
正弦调制信号波公式中,a称为调制度,0≤a<1;ωr为信号波角频率.从图6-12因此可得: (6-6)
三角波一周期内,脉冲两边间隙宽度 (6-7)
三相桥逆变电路的情况:
通常三相的三角波载波公用,三相调制波相位依次差120 ,同一三角波周期内三相的脉宽分别为δU,δV和δW,脉冲两边的间隙宽度分别为δ u,δ v和δ w,同一时刻三相正弦调制波电压之和为零,由式(6-6)得
(6-8)
由式(6-7)得: (6-9)
故由式(6-8)可得: (6-10)
故由式(6-9)可得: (6-11)
利用以上两式可简化三相SPWM波的计算
(4)PWM逆变电路的谐波分析
使用载波对正弦信号波调制,产生了和载波有关的谐波分量.谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一.
分析双极性SPWM波形:
同步调制可看成异步调制的特殊情况,只分析异步调制方式.
分析方法:
不同信号波周期的PWM波不同,无法直接以信号波周期为基准分析,以载波周期为基础,再利用贝塞尔函数推导出PWM波的傅里叶级数表达式,分析过程相当复杂,结论却简单而直观.
1,单相的分析结果:
不同调制度a时的单相桥式PWM逆变电路在双极性调制方式下输出电压的频谱图如图6-13所示.其中所包含的谐波角频率为
式中,n=1,3,5,…时,k=0,2,4,…;n=2,4,6,…时,k=1,3,5,….
可以看出,PWM波中不含低次谐波,只含有角频率为ωc,及其附近的谐波,以及2ωc,3ωc等及其附近的谐波.在上述谐波中,幅值最高影响最大的是角频率为ωc的谐波分量.
图6-13 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
2,三相的分析结果:
三相桥式PWM逆变电路采用公用载波信号时不同调制度a时的三相桥式PWM逆变电路输出线电压的频谱图如图6-14所示.在输出线电压中,所包含的谐波角频率为
式中,n=1,3,5,…时,k=3(2m-1)±1,m=1,2,…;
6m +1,m =0,1,…;
n =2,4,6,…时,k = 6m -1,m =1,2,….
和单相比较,共同点是都不含低次谐波,一个较显著的区别是载波角频率ωc整数倍的谐波被消去了,谐波中幅值较高的是ωc±2ωr和2ωc±ωr.
图6-14 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图
SPWM波中谐波主要是角频率为ωc,2ωc及其附近的谐波,很容易滤除.当调制信号波不是正弦波时,谐波由两部分组成:一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果,另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波.后者的谐波分布情况和SPWM波的谐波分析一致.
(5) 提高直流电压利用率和减少开关次数
直流电压利用率——逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比.
提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力;减少器件的开关次数可以降低开关损耗;正弦波调制的三相PWM逆变电路,调制度a为1时,输出相电压的基波幅值为Ud/2,输出线电压的基波幅值为,即直流电压利用率仅为0.866.这个值是比较低的,其原因是正弦调制信号的幅值不能超过三角波幅值,实际电路工作时,考虑到功率器件的开通和关断都需要时间,如不采取其他措施,调制度不可能达到1.采用这种调制方法实际能得到的直流电压利用率比0.866还要低.
1,梯形波调制方法的思路
采用梯形波作为调制信号,可有效提高直流电压利用率.当梯形波幅值和三角波幅值相等时,梯形波所含的基波分量幅值更大.
梯形波调制方法的原理及波形,见图6-15.梯形波的形状用三角化率s =Ut/Uto描述,Ut为以横轴为底时梯形波的高,Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高.s =0时梯形波变为矩形波,s =1时梯形波变为三角波.梯形波含低次谐波,PWM波含同样的低次谐波,低次谐波(不包括由载波引起的谐波)产生的波形畸变率为δ.
图6-16,δ 和U1m /Ud随s 变化的情况.
图6-17,s 变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比.
s = 0.4时,谐波含量也较少,δ 约为3.6%,直流电压利用率为1.03,综合效果较好.
图6-15 梯形波为调制信号的PWM控制
梯形波调制的缺点:输出波形中含5次,7次等低次谐波.
实际使用时,可以考虑当输出电压较低时用正弦波作为调制信号,使输出电压不含低次谐波;当正弦波调制不能满足输出电压的要求时,改用梯形波调制,以提高直流电压利用率.

图6-16 s 变化时的d 和直流电压利用率图6-17 s 变化时的各次谐波含量
2,线电压控制方式(叠加3次谐波)
对两个线电压进行控制,适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能.
目标——使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率,并尽量减少器件开关次数.
直接控制手段仍是对相电压进行控制,但控制目标却是线电压.
相对线电压控制方式,控制目标为相电压时称为相电压控制方式.
在相电压调制信号中叠加3次谐波,使之成为鞍形波,输出相电压中也含3次谐波,且三相的三次谐波相位相同.合成线电压时,3次谐波相互抵消,线电压为正弦波.如图6-18所示.鞍形波的基波分量幅值大.
除叠加3次谐波外,还可叠加其他3倍频的信号,也可叠加直流分量,都不会影响线电压.
图6-18 叠加3次谐波的调制信号
3,线电压控制方式(叠加3倍次谐波和直流分量):
叠加up,既包含3倍次谐波,也包含直流分量,up大小随正弦信号的大小而变化.设三角波载波幅值为1,三相调制信号的正弦分别为urU1,urV1和urW1,并令:
(6-12)
则三相的调制信号分别为
(6-13)

图6-19 线电压控制方式举例
不论urU1,urV1和urW1幅值的大小,urU,urV,urW总有1/3周期的值和三角波负峰值相等.在这1/3周期中,不对调制信号值为-1的相进行控制,只对其他两相进行控制,因此,这种控制方式也称为两相控制方式.
优点:
(1)在1/3周期内器件不动作,开关损耗减少1/3
(2)最大输出线电压基波幅值为Ud,直流电压利用率提高
(3)输出线电压不含低次谐波,优于梯形波调制方式
(6) PWM逆变电路的多重化
和一般逆变电路一样,大容量PWM逆变电路也可采用多重化技术.采用SPWM技术理论上可以不产生低次谐波,因此,在构成PWM多重化逆变电路时,一般不再以减少低次谐波为目的,而是为了提高等效开关频率,减少开关损耗,减少和载波有关的谐波分量.
PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式,利用电抗器联接实现二重PWM逆变电路的例子如图6-20所示.电路的输出从电抗器中心抽头处引出,图中两个逆变电路单元的载波信号相互错开180°,所得到的输出电压波形如图6-21所示.图中,输出端相对于直流电源中点的电压,已变为单极性PWM波了.输出线电压共有0,±(1/2)Ud,±Ud五个电平,比非多重化时谐波有所减少.
一般多重化逆变电路中电抗器所加电压频率为输出频率,因而需要的电抗器较大.而在多重PWM型逆变电路中,电抗器上所加电压的频率为载波频率,比输出频率高得多,因此只要很小的电抗器就可以了.
二重化后,输出电压中所含谐波的角频率仍可表示为,但其中当n奇数时的谐波已全部被除去,谐波的最低频率在附近,相当于电路的等效载波频率提高了一倍.
图6-20 二重PWM型逆变电路
图6-21 二重PWM型逆变电路输出波形
电抗器上所加电压频率为载波频率,比输出频率高得多,很小.输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr,但其中n为奇数时的谐波已全被除去,谐波最低频率在2wc附近,相当于电路的等效载波频率提高一倍.
3 PWM跟踪控制技术
PWM波形生成的第三种方法——跟踪控制方法.
把希望输出的波形作为指令信号,把实际波形作为反馈信号,通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各器件的通断,使实际的输出跟踪指令信号变化,常用的有滞环比较方式和三角波比较方式.
(1)滞环比较方式
1,电流跟踪控制
基本原理:
把指令电流i*和实际输出电流i的偏差i*-i作为滞环比较器的输入,比较器输出控制器件V1和V2的通断.V1(或VD1)通时,i增大,V2(或VD2)通时,i减小.通过环宽为2DI的滞环比较器的控制,i就在i*+DI和i*-DI的范围内,呈锯齿状地跟踪指令电流i*.
滞环环宽对跟踪性能的影响:环宽过宽时,开关频率低,跟踪误差大;环宽过窄时,跟踪误差小,但开关频率过高.
电抗器L的作用:L大时,i的变化率小,跟踪慢.L小时,i的变化率大,开关频率过高.
图6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例
图6-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流
三相的情况:
图6-24 三相电流跟踪型PWM逆变电路
图6-25 三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形
采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下特点
(1)硬件电路简单
(2)实时控制,电流响应快
(3)不用载波,输出电压波形中不含特定频率的谐波
(4)和计算法及调制法相比,相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多
(5)闭环控制,是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点
2,电压跟踪控制
采用滞环比较方式实现电压跟踪控制.如图6-26所示.把指令电压u*和输出电压u进行比较,滤除偏差信号中的谐波,滤波器的输出送入滞环比较器,由比较器输出控制开关通断,从而实现电压跟踪控制.和电流跟踪控制电路相比,只是把指令和反馈从电流变为电压.输出电压PWM波形中含大量高次谐波,必须用适当的滤波器滤除.
图6-26 电压跟踪控制电路举例
u*=0时,输出u为频率较高的矩形波,相当于一个自励振荡电路.
u*为直流时,u产生直流偏移,变为正负脉冲宽度不等,正宽负窄或正窄负宽的矩形波.
u*为交流信号时,只要其频率远低于上述自励振荡频率,从u中滤除由器件通断产生的高次谐波后,所得的波形就几乎和u* 相同,从而实现电压跟踪控制.
(2)三角波比较方式
基本原理:
不是把指令信号和三角波直接进行比较,而是闭环控制.把指令电流i*U,i*V和i*W和实际输出电流iU,iV,iW进行比较,求出偏差,放大器A放大后,再和三角波进行比较,产生PWM波形.
放大器A通常具有比例积分特性或比例特性,其系数直接影响电流跟踪特性.
图6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路
特点:
开关频率固定,等于载波频率,高频滤波器设计方便;为改善输出电压波形,三角波载波常用三相;和滞环比较控制方式相比,这种控制方式输出电流谐波少.
定时比较方式:
不用滞环比较器,而是设置一个固定的时钟.以固定采样周期对指令信号和被控量采样,按偏差的极性来控制开关器件通断.在时钟信号到来时刻,如i i*,令V1断,V2通,使i减小.每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小.
采用定时比较方式时,器件最高开关频率为时钟频率的1/2,和滞环比较方式相比,电
流误差没有一定的环宽,控制的精度低一些.

4 PWM整流电路及其控制方法
实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流.
晶闸管相控整流电路:输入电流滞后于电压,且谐波分量大,因此功率因数很低.
二极管整流电路:虽位移因数接近1,但输入电流谐波很大,所以功率因数也很低.
把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路,就形成了PWM整流电路.
可使其输入电流非常接近正弦波,且和输入电压同相位,功率因数近似为1,也称单位功率因数变流器,或高功率因数整流器.
(1)PWM整流电路的工作原理
PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类,目前电压型的较多
1,单相PWM整流电路
图6-28a和b分别为单相半桥和全桥PWM整流电路.半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联,其中点和交流电源连接.全桥电路直流侧电容只要一个就可以.交流侧电感Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感,是电路正常工作所必须的.
图6-28 单相PWM整流电路
a) 单相半桥电路 b) 单相全桥电路
单相全桥PWM整流电路的工作原理:
正弦信号波和三角波相比较的方法对V1～V4进行SPWM控制,就可在交流输入端AB产生SPWM波uAB.uAB中含有和信号波同频率且幅值成比例的基波,和载波有关的高频谐波,不含低次谐波.由于Ls的滤波作用,谐波电压只使is产生很小的脉动.当信号波频率和电源频率相同时,is也为与电源频率相同的正弦波.us一定时,is幅值和相位仅由uAB中基波uABf的幅值及其与us的相位差决定.改变uABf的幅值和相位,可使is和us同相或反相,is比us超前90°,或is与us相位差为所需角度.
相量图(图6-29)
a:滞后相角δ,Is和Us同相,整流状态,功率因数为1,PWM整流电路最基本的工作状态
b:超前相角δ,Is和Us反相,逆变状态,说明PWM整流电路可实现能量正反两方向流动,这一特点对于需再生制动的交流电动机调速系统很重要.
c:滞后相角δ,Is超前Us90°,电路向交流电源送出无功功率,这时称为静止无功功率发送器(Static Var Generator—SVG)
d:通过对幅值和相位的控制,可以使Is比Us超前或滞后任一角度φ.
图6-29 PWM整流电路的运行方式相量图
a)整流运行 b)逆变运行 c)无功补偿运行 d) 超前角为φ
对单相全桥PWM整流电路工作原理的进一步说明
整流状态下,us > 0时,(V2,VD4,VD1,Ls)和(V3,VD1,VD4,Ls)分别组成两个升压斩波电路,以(V2,VD4,VD1,Ls)为例.V2通时,us通过V2,VD4向Ls储能.V2关断时,Ls中的储能通过VD1,VD4向C充电.us < 0时,(V1,VD3,VD2,Ls)和(V4,VD2,VD3,Ls)分别组成两个升压斩波电路.由于是按升压斩波电路工作,如控制不当,直流侧电容电压可能比交流电压峰值高出许多倍,对器件形成威胁.
另一方面,如直流侧电压过低,例如低于us的峰值,则uAB中就得不到图6-29a中所需的足够高的基波电压幅值,或uAB中含有较大的低次谐波,这样就不能按需要控制is,is波形会畸变.
可见,电压型PWM整流电路是升压型整流电路,其输出直流电压可从交流电源电压峰值附近向高调节,如要向低调节就会使性能恶化,以至不能工作.
2,三相PWM整流电路
图6-30,三相桥式PWM整流电路
最基本的PWM整流电路之一,应用最广.工作原理和前述的单相全桥电路相似,只是从单相扩展到三相进行SPWM控制,在交流输入端A,B和C可得SPWM电压,按图6-29a的相量图控制,可使ia,ib,ic为正弦波且和电压同相且功率因数近似为1.和单相相同,该电路也可工作在逆变运行状态及图c或d的状态.
(2)PWM整流电路的控制方法
有多种控制方法,根据有没有引入电流反馈可分为两种:没有引入交流电流反馈的——间接电流控制;引入交流电流反馈的——直接电流控制.
1,间接电流控制
间接电流控制也称为相位和幅值控制.按图6-29a(逆变时为图6-29b)的相量关系来控制整流桥交流输入端电压,使得输入电流和电压同相位,从而得到功率因数为1的控制效果.
图6-31,间接电流控制的系统结构图.
图中的PWM整流电路为图6-30的三相桥式电路.控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环.
控制原理:
和实际直流电压ud比较后送入PI调节器,PI调节器的输出为一直流电流信号id,id的大小和交流输入电流幅值成正比.稳态时,ud= ,PI调节器输入为零,PI调节器的输出id和负载电流大小对应,也和交流输入电流幅值对应.负载电流增大时,C放电而使ud下降,PI的输入端正偏差,使其输出id增大,进而使交流输入电流增大,也使ud回升.达到新的稳态时,ud和相等,id为新的较大的值,与较大的负载电流和较大的交流输入电流对应.负载电流减小时,调节过程和上述过程相反.
从整流运行向逆变运行转换
首先负载电流反向而向C充电,ud抬高,PI调节器负偏差,id减小后变为负值,使交流输入电流相位和电压相位反相,实现逆变运行.稳态时,ud和仍然相等,PI调节器输入恢复到零,id为负值,并与逆变电流的大小对应.
控制系统中其余部分的工作原理
上面的乘法器是id分别乘以和a,b,c三相相电压同相位的正弦信号,再乘以电阻R,得到各相电流在Rs上的压降uRa,uRb和uRc
下面的乘法器是id分别乘以比a,b,c三相相电压相位超前π/2的余弦信号,再乘以电感L的感抗,得到各相电流在电感Ls上的压降uLa,uLb和uLc.各相电源相电压ua,ub,uc分别减去前面求得的输入电流在电阻R和电感L上的压降,就可得到所需要的交流输入端各相的相电压uA,uB和uC的信号,用该信号对三角波载波进行调制,得到PWM开关信号去控制整流桥,就可以得到需要的控制效果.
存在的问题:
在信号运算过程中用到电路参数Ls和Rs,当Ls和Rs的运算值和实际值有误差时,会影响到控制效果;基于系统的静态模型设计,动态特性较差;应用较少.
2,直接电流控制
通过运算求出交流输入电流指令值,再引入交流电流反馈,通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值,因此称为直接电流控制.
有不同的电流跟踪控制方法,图6-32,一种最常用的采用电流滞环比较方式的控制系统结构图.
控制系统组成
双闭环控制系统,外环是直流电压控制环,内环是交流电流控制环
外环的结构,工作原理和图6-31间接电流控制系统相同.外环PI的输出为id,id分别乘以和a,b,c三相相电压同相位的正弦信号,得到三相交流电流的正弦指令信号 , 和 , 和
分别和各自的电源电压同相位,其幅值和反映负载电流大小的直流信号id成正比,指令信号和实际交流电流信号比较后,通过滞环对器件进行控制,便可使实际交流输入电流跟踪指令值.

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PWM整流器文献综述

整流器可以分为电压型PWM整流器和电流型PWM整流器
控制方法可以分为直接电流控制和间接电流控制
PWM整流器研究的目的一般来讲就是为了在交流侧和直流侧分别达到预想的控制目标--比如说高功率因数整流器的控制目标就是交流侧功率因数为1，直流侧电压恒定
国内出版过一本《PWM整流器及其控制》，是一本很好的学习资料，建议阅读

电力电子新技术系列图书序言前言第1章　绪论1.1PWM整流器概述1.2PWM整流器研究概况1.3本书内容概述第2章　PWM整流器的拓扑结构及原理2.1基本原理及分类2.1.1PWM整流器原理概述2.1.2PWM整流器的分类及拓扑结构2.2电压型PWM整流器(VSR)PWM分析2.2.1单相VSR PWM分析2.2.2三相VSR PWM分析2.3电流型PWM整流器(CSR)PWM分析2.3.1单相CSR PWM分析2.3.2三相CSR PWM分析第3章　电压型PWM整流器(VSR)3.1三相VSR的建模及动、静态分析3.1.1三相VSR一般数学模型3.1.2三相VSR dq模型的建立3.1.3三相VSR dq模型的动、静态分析3.2三相VSR控制系统设计3.2.1电流内环控制系统设计3.2.2电压外环控制系统设计3.2.3VSR交流侧电感的设计3.2.4VSR直流侧电容的设计第4章　VSR电流控制技术4.1VSR间接电流控制4.1.1三相VSR静态间接电流控制4.1.2三相VSR动态间接电流控制4.2VSR直接电流控制4.2.1固定开关频率PWM电流控制4.2.2滞环PWM电流控制4.3影响三相VSR电流控制要素分析4.3.1三相VSR网侧电流的时域描述4.3.2PWM开关死区的效应及影响4.3.3三相VSR直流电压对网侧电流波形的影响4.4VSR输出直流分量和共模电流的抑制4.4.1VSR输出直流分量的抑制4.4.2非隔离型VSR中共模电流的抑制第5章　VSR空间矢量PWM(SVPWM)控制5.1SVPWM一般问题讨论5.1.1三相VSR空间电压矢量分布5.1.2空间电压矢量的合成5.1.3SVPWM与SPWM控制的比较5.1.4VSR空间电压矢量的几何描述5.2三相VSR空间电压矢量PWM(SVPWM)控制5.2.1基于不定频滞环的SVPWM电流控制5.2.2基于定频滞环的SVPWM电流控制5.2.3跟踪指令电压矢量的SVPWM电流控制第6章　VSR并网控制策略6.1VSR并网控制概述6.2基于电流闭环的矢量控制策略6.2.1概述6.2.2基于电网电压定向的矢量控制（VOC）6.2.3基于虚拟磁链定向的矢量控制（VFOC）6.3直接功率控制（DPC）6.3.1瞬时功率的计算6.3.2基于电压定向的直接功率控制（V?DPC）6.3.3基于虚拟磁链定向的直接功率控制(VF?DPC)6.4基于LCL滤波的VSR控制6.4.1概述6.4.2无源阻尼法6.4.3有源阻尼法6.4.4基于LCL滤波的VSR中滤波器设计6.5单相VSR的控制6.5.1静止坐标系中单相VSR的控制6.5.2同步旋转坐标系中单相VSR的控制第7章　三相VSR的其他控制策略7.1无交流电动势、电流传感器的三相VSR控制7.1.1无交流电动势传感器的三相VSR控制7.1.2无交流电流传感器的三相VSR控制7.2电网不平衡时的三相VSR控制7.2.1电网不平衡时的三相VSR基本问题7.2.2电网不平衡时的三相VSR控制第8章　电流型PWM整流器(CSR)的建模及控制8.1三相CSR建模8.1.1三相CSR一般数学模型的建立8.1.2三相CSR dq模型的建立8.1.3三相CSR dq模型的改进8.2三相CSR dq模型的动、静态分析8.2.1三相CSR dq等效电路描述8.2.2三相CSR静态特性分析8.2.3三相CSR动态特性分析8.3三相CSR PWM信号发生技术8.3.1三值逻辑PWM信号发生8.3.2三值逻辑空间矢量PWM信号发生8.3.3三相CSR PWM电流利用率讨论8.3.4低电压应力三值逻辑PWM信号发生8.4电流型PWM整流器(CSR)控制系统设计8.4.1单相CSR控制系统设计8.4.2三相CSR控制系统设计8.4.3三相CSR主电路参数设计第9章　PWM整流器中的锁相环技术9.1锁相环技术概述9.2基本锁相环的结构与原理9.2.1过零鉴相法——基本开环锁相法9.2.2乘法鉴相法——基本闭环锁相法9.3三相锁相环技术9.3.1单同步坐标系软件锁相环9.3.2基于对称分量法的单同步坐标系软件锁相环9.3.3基于双同步坐标系的解耦软件锁相环9.3.4基于双二阶广义积分器的软件锁相环9.4单相软件锁相环技术9.4.1基于单相变量的单相锁相环方案9.4.2基于两相正交变量的单相锁相环方案9.5锁相环控制器参数的整定第10章　PWM整流器应用10.1高功率因数整流器(HPFR)10.1.1概述10.1.2高功率因数整流器最优控制10.2静止无功发生器(SVG)10.2.1概述10.2.2SVG非线性解耦控制10.3有源电力滤波器(APF)10.3.1概述10.3.2谐波检测10.3.3采用滑模控制的APF电流控制策略10.4统一潮流控制器(UPFC)10.4.1概述10.4.2UPFC控制系统设计10.5可再生能源并网发电10.5.1概述10.5.2光伏并网逆变器及其控制10.5.3风力发电机并网及其控制参考文献

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